“国际标准”电压合成式调谐器电路基本原理二－ETA-SF03/1型频率合成高频头原理简述

摘要：

1、概述 ETA-SF03／1型高频头是我国自主开发的新一代频率合成式高频头。高频头的核心元器件是TI公司生产的SN761672A芯片，它集本振、混频、放大、锁相功能于一体，并由I2C数据进行控制。它会在接收到I2C

  1、概述
    ETA-SF03／1型高频头是我国自主开发的新一代频率合成式高频头。高频头的核心元器件是TI公司生产的SN761672A芯片，它集本振、混频、放大、锁相功能于一体，并由I2C数据进行控制。它会在接收到I2C数据后将令对应频段的本振电路开始工作，产生一个固定振荡在频率为“指定频道频率+中频频率”的本振信号，进入IC内部的混频器与输入信号混频，采用超外差方式产生中频信号(38.0NHz)，放大后输出。此外，它还可以根据输入数据打开指定的信号通路，同时其余通道不工作，避免产生不必要的干扰。
    在高频头上有一些端子，以下是各端子的功能。
   ①脚AGC：在输入信号幅度过大时，电视机的中频单元会改变输入的AGC电压值，抑制信号幅度，避免由于输入幅度过大造成失真。通常设定为当输入信号为60dBmV时，该处电压为4V。
   ②脚TU：主要用于高频头生产过程中，对IC产生的调谐电压值进行监控，也可输入调谐电压在非锁相状态下对高频头进行调试和检测。
   ⑦脚BM：提供高频头的工作电压(+5V)。
  ⑤脚SDA：输入／输出SN761672A的工作数据信号。
  ④脚SCL：输入SN761672A的工作时钟信号。
  ③脚SAS：在I2C BUS上挂有多个元器件时，由CPU选择其中之一在某一时段工作，这时输入的12C数据中指定位代表的电平值与该端子接入电平吻合，高频头开始工作。
  ⑨脚30V：提供高频头需要的调谐电压(30V)，在高频头内部IC会将其转换为所需调谐电压值。
  ⑧脚IF：中频输出端子。
    2、输入回路分析

    由天线插口进入的TV高频信号，先通过由L1、L2和C1组成的“π”型高通滤波电路(如图1所示)，带通频率从48MHz到900MHz。可防止工业高频(工频)及无线电通信信号输入。再由C2和L3组成并联谐振电路(中频陷波器)，谐振点频率为38.OMHz，用以抑制中频信号的干扰。C3为隔直传输电容，L16、L10、L4为传输各自频段的高频TV信号，同时隔离其他频段信号，并可防止静电脉冲窜入，以免损坏高频放大场效应管的栅极绝缘层。
  3.输入调谐回路
  输入调谐回路，其目的是对输入信号进行选频及阻抗匹配，令输入信号的反射最小，达到最大输入的目的。(现以VHF-L频段为例，参见图1所示)L17、R27、VDll、VDl2、C37、R28、R29组成VL频段的输入调谐回路。主谐振LC是L17和VDll的反偏结电容。VD11反偏电压在0.5～30V(+3V)之间变化，主谐振电路的频率在48.25～170MHz变化，R27(10Ω)是用以展宽通频带，降低谐振回路的Q值。C37(1nF)是高频旁路电容，R28、R29为调谐电压TU的传输隔离电阻。VDl2变容二极管随着TU电压的上升，其反偏电容也随之减小，使整个频段内传输系数近于相等。C38为高频传输电容，同时有隔直作用。通过C38将已调谐选频的TV信号传输到高频场效应管V3的第一栅极(G1)。 [Page]
    4.高频放大电路
    现代彩色电视机的高频调谐器的高放管，基本上都采用超小型贴片式双栅极场效应管，这是因为双栅极场效应管具有高输入阻抗，高跨导、低噪声系数、低反馈电容、大动态工作范围、良好的AGC特性及交叉调制小等优点。
    作为高频放大用的N型沟道场效应管，为双栅极场效应管(型号：BF909R)，第一栅极G1接输入信号，称为信号栅极。另一控制栅极G2接RF.AGC直流控制电压，用以控制FET的源极s和漏极D之间的N型沟道宽窄。RF.AGC直流电压越高，N型沟道越宽，FET的跨导越大，电压增益就越高。
    高频调谐器各频段的接收，是以切换各频段高放场效应管栅极正向偏置电压供电来实现的。VCT3803A／01A通过：I2C总线输出地址位，控制ICl(sN761672A)（22）、（23）、（25）三个脚电压分别提供给BL、BH、Bu各自通道高频放大管栅极正偏置电压(+3.9V)。在任何情况下，为内部三个高放场效应管中的某一频段提供信号栅极G1的正偏置电压。
 
    5.高频放大输出调谐回路
    高频TV信号通过高放管之后，由其漏极输出至双调谐选频回路。该电路的主要目的是选择输入信号的频率点，使输入的TV信号在要求接收的频道位置，幅度尽可能达到最大，在带宽内(-3dB点带宽约为8MHz)要求平坦，各方面电性能尽可能最佳。图4中VD2、VD3、VD7、VD8、VDl3、VDl4都是变容二极管。其中VD2和VD3工作在UHF频段，VD7和VD8工作在VHF-H频段，VDl3和VDl4则工作在VHF-L频段。它们在接到各自阴极的调谐电压Tu变化时，反偏电容值随之变化，反偏电压越高，反偏势垒电容越小。现在以VHF-L频段电路为例来分析；VDl3和VDl4为主调谐变容二极管，VDl5为辅助变容管，当它们的容值为某一个指定值时，整个双调谐选频回路会在VHF-L频段内，某一个频率点的位置上传输性能达到最佳。这时所需的调谐电压值取决于设计时设定的调谐分频比N。这部分电路对电视机的选择性，灵敏度等多项指标有非常大的影响，因此此处各项参数的搭配非常重要。VDl5为传输变容二极管，在VHF-L频段内，高频TV信号的频率越高，Tu电压值越大，反偏势垒电容越小，但由于传输的TV信号频率高，所以传输回路的容抗  值xC(xC=1\ωC基本不变，这有利于在整个频段  内，任一被接收的电视高频信号增益值平稳。信号  在通过双调谐(参差调谐，并采用电感耦合加电容  耦合)选频回路后，进入ICl的(29)和(30)脚(在接  收VHF—L频段信号时，由于(22)脚为高电位，(23)脚  为低电位，开关二极管D2导通；而开关二极管D1  截止，此时仅能输入VHF一L频段的高频信号)。 [Page]
    6.本振调谐电路

    VHF-L、VHF-H、UHF三个频段都有各自的本机  振荡器(本振)电路，但却集成在ICl(SN761672  A)内部。其本振的振荡器仍采用克拉柏式，外围保  留三组独立的本振选频回路(参见图2)；VDl6、  VDIO、VD4为三个频段本振的调谐变容二极管。  L23、L15、L9为三个频段的本振调谐电感。TU电压  的变化(0.5V～30V)，通过R46、R36、R23、R10接三  只本振变容二极管的阴极，调谐时变容二极管的反  偏电压变化，则变容二极管反偏势垒电容随之变  化。随着调谐电压增高，变容二极管电容值减小，与  电感L并联的谐振频率将增高。三组本振电路频率  覆盖值分别为：VHF—L频段(87.75～198.25  MHz)；VHF-H频段(206.25～494.25MHz)；UHF频  段(509.25～901.25 Edz)。频率覆盖系数在三个  频段内相近，略大于或近于2。

    为达到上述频率覆盖的目的，VHF和UHF频段本振谐振回路的变容二极管与电感、电容将本振信号接入ICl的电路略有不同。
    7.自动增益控制电路
    由于从天线输入的各TV高频信号幅度不同，甚至差别很大，为满足尽可能接收到更多清晰的电视节目，高频头内的高放管，必须采用自动增益控制电路，一般用“RF.AGC”表示，以区别于中频放大中的IF.AGC电路，由图3中可以看出；三个频段的高放双栅极场效应管，其第二控制栅极G2与高频头①脚(RF.AGC)通过电阻R26、R11、R1分别隔离、连接。R25为栅漏电阻，由于栅极绝缘性能极高,可达到109Ω,R25可泄放在栅极上集累的电荷。RF.AGC直流电压在R26、R11、R1上压降极小，可以忽略。且R25阻值较大，分流也小，对直流控制的AG(电压影响不大。C7、C26、C39和C51为去耦电容，使接入G2的直流控制电压免受交流信号的干扰。RF.AGC控制电压的控制范围为0.5V～4V，受控增益量(VHF频段)为45dB、(UHF频段)为40dB。
    双栅极场效应管G2的控制电压越高，N型沟道越宽，跨导增大，增益就越大。因此，输入的TV高频信号越强，RF.AGC的电压就应该越小，反之，信号弱则RF.AGC电压就越高，所以称之为“反向AGC”。
    8.混频器电路
    在ICl内部有混频器。被调谐选频到的高频TV信号，得到约37dB的功率增益(典型值)，与本振电路所产生的单一频率的本振信号进行混频，用超外差方式产生差拍信号，即“本振率信号频率-TV高频信号频率=Tv中频信号频率”，而TV中频信号对任何被选频的TV信号而言，都严格的等于国家规定的标准TV图像中频信号，其频率为 38.OMHz。-3分贝点带宽为6.5MHz(38.O～31.5MHz频率范围内衰减小于-3dB)，幅频特性参见表13—4，顶部平坦，距峰点衰减小于-ldB。 [Page]
    如果由于输入信号频率或本振频率产生漂移.则输出TV中频信号的频率点，必然会偏离标准中频信号值，此时在超级芯片VCT3803A／01A内部锁相环鉴相器，将产生自动频率控制电压，仍由VCT3803A／01A内部MP[J输出的调谐分频比N作微小变化，使ICl(SN761672A)内部调谐输出的PWM信号跟踪，每步进31.25kHz，输入调谐回路和本振回路的谐振频率同步“微调”，以保证输出的中频TV信号恢复到标准值(38.OMHz)。因此现代彩色电视机的调谐电路中，已取消了传统的AFT(自动频调微调)外围电路。这比仅仅调整本振谐振频率达到跟踪，效果要优越得多。
    9.频率合成高频头内部电路综述
    现在分析一下内部电路。电路如图4所示，由ANT端子进入高频头的电视信号先通过高通滤波器及中频陷波器，将信号中的中频干扰滤掉，然后分为三路分别进入VHF—L，VHF—H，UHF三个通道。此时，SN761672A会根据接收到的12C数据指定的频道，打开相对应的通道接收信号。信号进入相应通道后首先进入输入回路，它的目的是对输入信号进行选频及阻抗匹配，令输入信号的反射最小，达到最大输入的目的。图中’VDI、VD5、VD6、VDll、VDl2为变容二极管，它们会在信号输入后根据sN761672A给出的调谐电压值改变为设计预期的容值，使输入回路在输入信号的频率条件下为达到选频及最佳匹配的阻抗值。
    Vl，V2，V3是高频放大管，它们会将输入的信号放大。另外，AGC也是在此处起作用。在此处我们通常使用双栅极场效应管。在两个栅极中，选择一个作为信号输入端，输入信号由此进入放大管，而另一个栅极接入AGC直流电压，用以控制高放管源极一漏极之间的N型沟道宽窄。AGC直流电压越高，N型沟道越宽，高放管电压增益越大。通过控制切换各高放管信号输入端供电，可以选择信号通道。该切换由sN761672A实现，IC的（27），（28）脚为三个频段的段电压输入脚，本振电源电压由（13）脚输入。
    信号在通过高放管之后进入双调谐选频回路。该处电路的主要目的是选择输入信号的频率点，使信号输入后在要求接收的频道位置幅度尽可能达到最大，各方面电性能都尽可能最佳。图中VD2，VD3，VD7，VD8，VDl3，VDl4，VDl5都是变容二极管。其中VD2和VD3工作在UHF段，VD7和VD8工作在VHF_H段，vDl3，vDl4和vDl5则工作在VHF-_L段。它们在接到它们阴极的调谐电压化时容值会发生变化。现在以VHF-L段为例分析，VDl3和VDl4为主要变容管，VDl5为辅助变容管，VDl5会在VDl4变化范围不够时进行补偿。当它们的容值为某一个指定的值时，整个双调谐(参差调谐)选频回路会在VHF-L段内某一个频点的位置上传输性能达到最佳，并保证一定的频带宽度。这时所需的调谐电压值取决于设计时的设定。这部分电路对电视机的选择性，灵敏度等多项指标有非常大的影响，因此此处各项参数的搭配非常重要。 [Page]
    信号在通过双调谐选频回路后进入ICl。在ICl内部会对输入的频率与I2C数据所需要的频率进行相位比较。如果比较结果显示输入信号频率、本振频率与数据要求频率相比有偏差，SN761672A会自动对调谐电压进行调整，即对本振频率及前级电路频率特性进行调整，直到信号频率满足要求为止。此时ICl会将输入信号与本振信号进行混频，之后经过中频选频回路输出到IF脚。此时即得到所需的中频信号。
    10.锁相环频率综合器原理简介
    ETA—SF03/1频率合成式高频调谐器，除sN761672A调谐器芯片以外的电路，与新型电压合成式高频调谐器电路相同或相近，并无太大的区别。sN761672A芯片内部有三个独立的振荡器、两个独立的混频器和一个中频运算放大器。其关键特点在于锁相环频率综合器电路(参见图5所示的电路)。
    为了实现高速自动调谐选台，要求可靠性高、频率稳定、切换速度快捷、容易实现多个调谐器同时进行调谐选台，必须采用频率合成技术；在I2C总线控制下实施高速自动(或手动)选台后，将分频系数N存入，收看时只需由MPU输出分频系数N，即能准确的选择到所需接收的TV电视台信号。
    SN761672A是为电视调谐系统设计的单片锁相环频率综合器(频率合成器)，它的控制数据是通过微处理器(MPU)I2C总线传送的。晶振频率是4MHz，比较器的输入参考频率(fREF)为3.9kHz。
    fREF为参考频率即基准频率，是从4MHz晶体振荡器通过N(N=1024)分频得到，因为当输入uHF/VHF高频信号时，将步进频率(fr)31.25kHz除以8也是3.9kHz(fDIV)。
    所谓步进频率是；当电压合成调谐系统以2 14=16384个等级来改变BT电压(O～30V之间)，每变动一步相当于变动1.8mY，本振和高频调谐网络由于变容二极管反偏电压的变动而引起谐振频率的变化，此步进值在UHF频段约为fr=31.25kHz(此数值必需是任一频道TV电视高频信号频率及相应的高频头本振频率的公约数)。
    现举例来说明：当接收UHF频段Dsl3频道的电视广播信号时，图像载频为471.25MHz，电视机调谐器内的本振频率fD需调到471.25MHz+38.OMHz=509.25MHz，因此由SN761672A电荷泵源输出的调宽脉冲应使本振网络的频率为步进频率的N倍。
    f0=Nfr
    N=fD/fr=509.25MHz/31.25kHz=16296
    当调谐准确时，将本振频信号由SN761672A内部预标器，先除以8，然后进入15bit程控分频器分频，此时分频系数N=16296，从程控分频器输出进入数字式相位比较器(鉴相器)的fDIV必为3.9kHz。 [Page]
    fDIv=509.25MHz÷8÷16296=3.9×103Hz=3.9kHz
    与晶体振荡器4MHz被N=1024分频后的fREF完全相同。 
    如本振频率未达到准确谐值时，进入数字式相位比较器(鉴相器)的两个信号fDIV、fREF进行相位比较。鉴相器的输出电压是两者相位差的函数，将..此输出电压通过低通滤波器，滤除高频分量，取出..控制电压去调整SN761672A内部电荷泵源的脉冲..输出，使压控振荡器(本振)输出的信号频率随控..制电压的变化而变化，直到本振频率比电台图像载..波频率高出38．0MHz时(此时fDIV=fREF)，鉴相器..输出的低频控制信号必为零，压控振荡器的振荡频..率不再发生变化，环路数据处于“锁定状态”，并将..此时的分频系数N寄存在存储器电路中。
  与此同时，当回路锁定后，完成调谐选台，..SN761672A的选台信息情况(诸如锁相环PLL回路..是否锁定，需修正的参数)通过SDA总线返回微处..理器，微处理器将修正信息直到完成调谐选台为止。